I.
Forskere, der beskæftiger sig med kontrolsimulering af elektriske køretøjer, har normalt brug for et sæt passende modelparametre for at producere driftsbetingelser på det ønskede område.
Da ethvert sæt parametre måske ikke er rimeligt, leder de efter et sæt parametre i simuleringen, der hører til en rigtig motor eller i det mindste en verificeret model.
Men det, de har opdaget, opfylder muligvis ikke deres krav godt.
Da der kan være en programmeringsfejl i et sæt parametre og arbejdsbetingelser, bemærker de muligvis ikke en undtagelse fra simuleringsresultaterne.
Så de har brug for nogle designalgoritmer, der blot giver modelparametrene, der styrer simuleringen, inden for det påkrævede arbejdsområde.
Der er flere værker af DC-motordesign [1-3]
Induktionsmotor [4-7]
Permanent magnet synkronmotor (PMSM)[8-10]
, Eller omkring rotoren (WRSM)[11-13]
, Og to cylindriske [9], [12] og fremspringende pol [10-11], [13]rotortyper.
De forklarede gode måder at finde fysisk implementering og fremstillingsparametre og lavede nogle forbedringer;
De gav dog ikke alle modelparametrene, der var egnede til simuleringen, og nogle gange gav de ikke engang viklingsmodstanden.
Et websted giver nogle computerværktøjer til permanente magneter (PM)
bildesigner [14].
Den beregner fysiske parametre, herunder de fleste af de parametre, der kræves til online simpel modelsimulering.
Værktøjerne spørger dog brugeren om nogle af mulighederne, som ikke er kendt af uerfarne brugere, selvom der er forklarende billeder.
Derudover kan brugeren ikke tage direkte udgangspunkt i de grundlæggende krav til driftsforhold som effekt, spænding, hastighed og effektivitet.
Selvom der er prisværdige værktøjer og algoritmer inden for motorisk design, er de eksisterende værktøjer og algoritmer i litteraturen derfor ikke egnede til, at forskere hurtigt kan opnå simple modelparametre inden for det påkrævede arbejdsområde.
Jeg ønsker ikke at udvide referencelisten, fordi undersøgelsen, der forklarer de designmetoder, der er egnede til forskerens kontrol af formålene med simulering, tydeligvis er en alvorlig mangel i litteraturen.
Dette papir hjælper forskere med at generere deres egne bevægelsesparametre baseret på de driftsforhold, de forventer.
Den foreslåede algoritme er velegnet til DC-servomotorer, induktionsmotorer og synkronmotorer med PM eller viklingsrotorer af konveks eller cylindrisk type, samt transformere.
Disse er andre designalgoritmer baseret på standarder, der er helt forskellige fra fysiske designstandarder [15-16]
Fordi det er foreslået med henblik på simulering og beregning.
For at illustrere, at dette design også kan give nogle meninger om værdierne af fremstillingsparametre, herunder transformatoralgoritmen.
Selvom de fleste formler er gode.
Som vi alle ved, skal det understreges, at bidrag ikke skal undervurderes, og at det er højst usandsynligt at nå et sæt parametre, der opfylder kravene, uden at følge særligt organiserede trin og kontrolantagelser.
Min strenge litteraturundersøgelse resulterede ikke i at finde en algoritme, der opfyldte de grundlæggende krav til \'arbejdskraft, spænding, hastighed og effektivitet\' for DC servo, induktion, synkronmotorer.
Som induktionsmotor og projektion
Den polære synkronmotor har brug for en detaljeret algoritme, hvilket er hovedbidraget fra dette papir.
Som det vil blive beskrevet, kan disse algoritmer også bruges, når de er givet kravene til generatortilstanden.
Som antaget af de fleste modeller ignoreres rollerne for kernetab, lag, mætning og armaturaktion her.
Den model, som AC-motoren bruger, er baseret på 3-faset [
Venstre og Højre pile2fase (dq)
Transformation svarende til amplituden af den fasevariable, der hovedsageligt anvendes i litteraturen.
Disse algoritmer er baseret på nogle præferencer, da ethvert særligt udvalg af kontrolmetoder og vilkårlige antagelser kan prioriteres under designprocessen for at opfylde de nødvendige driftsbetingelser.
For nemheds skyld er de fleste af algoritmeformlerne givet i tabellen.
Modeller er derefter givet i paradigmet for differentialligninger, som er klar til at blive simuleret med solverprogrammet. II.
DC servomotor design.
Teorien der har været (t)
Afledte ændres til nul, elektriske og mekaniske ligninger i steady state [17]
Bliver motoren [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](1)[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](2)
Hvis multipliceret [i. sub. a]og [omega]
Hvor er parametrene 【R. sub. a] og [L. sub. a]
Modstand og induktans af anker ,[K. sub. b]
Er tilbagepotentialet eller drejningsmomentet konstant ,[B. sub. f]
Er friktionen konstant og [J. sub. i]er inertien;
Og variabler [v. sub. a]og [i. sub. a]
Spænding og strøm af den påførte vikling,[omega]
Vinkelrotorhastighed i [Rad/s]T. sub. L]
Er det belastningsmoment,[P. sub. i] og [P. sub. o]
Indgangs- og udgangseffekt ,[P. sub. m]
Er det mekanisk og elektrisk kraft,【P. sub. Cu] og [P. sub. f]
Det er tabseffekten forårsaget af henholdsvis viklingsmodstand og friktion.
Modellen har 5 parametre, men 2 af dem er [L. sub. a] og [J. sub. i]
, Der er ingen påvirkning i en stabil tilstand.
Derudover er der 2 uafhængige variable,【v. sub. a] og [T. sub. L].
Derfor kan vi have 5 krav til steady state og 2 krav til transient, som er den elektriske og mekaniske tidskonstant bestemt [L. sub. a]og [J. sub. i]henholdsvis. B.
Algoritme, og giv et eksempel på algoritmen for kravene i tabel I.
For det tredje er de fleste af dem baseret på effektelementdiagrammet (1)-(2)
, For nogle andre krav kan det ganske enkelt ændres.
For eksempel i hver ([v. sub. a], [i. sub. a], [P. sub. i]), ([P. sub. o],[P. sub. i], [eta]), ([T. sub. L], [P. sub. o], n), ([k. sub. ml], [P. sub. tab],[P. sub. f]), ([L. sub. a]) og ([B. sub. f],[J. sub. i],[[tau]. sub. mec])
Tredobbelt, hvis de to andre er identificeret, kan den tredje let findes ud fra det simple forhold mellem dem.
Hvis kernetabet ikke ignoreres, skal det også trækkes fra [P. sub. tab]
Ved beregning af [P. sub. Cu].
Driftsværdierne i tabel II og parametrene i tabel iii er følgende simulering af DC-servomotormodellen [nøjagtigt verificeret]17]: [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](3)III.
Induktionsmotordesign.
Field Oriented Control theory (FOC)
I tilfælde af en rotorkortslutning vil det blive overvejet, hvor rotormagnetfeltet forbinder vektor og d-akse.
Derudover vil den minimale stator rms strøm blive foretrukket for lige drejningsmoment.
Da alle afledte bliver nul ved steady state,
bliver den elektriske ligning [18] Statoren og rotoren til [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](4)[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](5)hvor [? ? ]og [[psi]. sub. r]= [[psi]. sub. rd]+ j[[psi]. sub. rq]=[L. sub. r][i. sub. r]+[Mi. sub. s]
Kompleks statorspænding, strøm og magnetisk flux og referenceramme med hensyn til rotation ved enhver elektrisk vinkelhastighed, rotoren er [[omega]. sub. g]; [R. sub. s], [L. sub. s], [R. sub. r]og [L. sub. r]
Statormodstanden og -induktansen samt henholdsvis rotormodstanden og -induktansen;
Induktansen mellem statoren og rotoren og [[omega]. sub. r]
Det er rotorens elektriske hastighed.
Med valget [[omega]. sub. g]tilfredsstillende [[psi]. sub. rq]
FOC = 0, fra (4)-(5) eller [19], får vi [[psi]. sub. rd]=[Mi. sub. sd]
I en stabil tilstand. I betragtning af [[psi]. sub. r]= ([L. sub. r]/M )([[psi]. sub. s]-[sigma][L. sub. s][i. sub. s])
Steady state værdi [[[psi]. sub. sq]=[sigma][L. sub. s][i. sub. sq]], [[[psi]. sub. sd]=[L. sub. s][i. sub. sd]](6)
Implementering, som [sigma]= 1 -[M. sup. 2]/([L. sub. s][L. sub. r])
Er lækagekoefficienten. Så bliver (4) [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](7)
I en stabil tilstand.
Multiplicer med begge sider (3/2)[[i. sub. sd][i. sub. sq]]
Fra venstre [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](8)hvor [P. sub. i]
Statorindgangseffekt og [P. sub. CuSt]
Er statorens modstandstab.
[Choice]
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](9)tvinger [[psi]. sub. rq][højre pil]
Hurtig 0 ifølge den elektriske tidskonstant for terotoren [[tau]. sub. r]=[L. sub. r]/[R. sub. r], og laver (8)[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](10)
Et andet vilkårligt valg er vinklen af I i forhold til d-
Referencerammens akse, ingen grund til at stille krav til [[psi]. sub. rd].
Det rimelige valg for denne vinkel er 45 [grader], dvs. [dvs. sub. sd]= [i. sub. sd]
Maksimalt mekanisk og elektrisk drejningsmoment 【T. sub. e]
I nogen grad [? ? ]siden [T. sub. e]
Proportional [i. sub. sd][i. sub. sq]
På grund af valget 【[psi]. sub. rq]
= 0, lad også [[omega]]. sub. g]= [[omega]]. sub. s]
, Synkron hastighed i elektriske rad/s
Med andre ord giver dette valg en vis grad [T. sub. e]
Opnået af minimumsniveauet for stator-rms-strømmen. Derefter fra (9) og (10), [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](11)
Hvor er S?
Du kan se fra det enfasede
ækvivalente kredsløb af induktionsmotor uden kernetab i steady state,[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](12)
Og ifølge (9), valget [dvs. sub. sd]= [i. sub. sd]opstår, hvis [[[tau]. sub. r]= [1-s/s[[omega]. sub. r]]](13)
På højre side af ækvivalenten (11) til den af (12)og ved hjælp af(13)
finder vi en anden parameterrelation fra operationsværdien:[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](14)
I designalgoritmen for induktionsmotoren, statoren Power factor[phi]. sub. 1]
Da det er lig med [cos45], bør det ikke være designstandardgrader]
Lag af idealiseret induktionsmotor [20]
Hvor, hvis den minimale stator rmscurrent anvendes for det påkrævede drejningsmoment og ca. cos45 [, er fluxen og statormodstanden nulgrader]
I de fleste andre tilfælde.
Årsagen er fra (6), da[[psi]. sub. sq]/[[psi]. sub. sd]= [sigma][
Omtrent lig]0,[[psi]. sub. s]
Næsten med d-akse, [v. sub. s]er omkring 90 [grader]
Før det var det omkring 45 [grader] foran [i. sub. s]når [i. sub. sd]= [i. sub. sq].
Præcis værdi af Cos [[phi]. sub. 1]
Det er svært at bestemme direkte, men vi kan gøre det i to trin.
Først beregnes parametrene med [voldgift. [phi]. sub. 1]
Værdien er 0. 7.
Ifølge designkriterierne i næste underafsnit er statorstrømmen omvendt proportional med cos [[phi]. sub. 1], derefter ([M. sup. 2]/[L. sub. r])
Proportional [cos. sup. 2][[phi]. sub. 1]af (14)og det samme er [? ? ]og [L. sub. s]=[M. sup. 2]/(1-[sigma])[L. sub. r].
Derfor er statorspændingen fra (7)
Proportional til cos [[phi]. sub. 1].
Enhver cos i første fase [[phi]. sub. 1]værdi, (7)
Den påkrævede statorspænding er muligvis ikke angivet;
Men den korrekte cos [[phi]. sub. 1]
Du kan derefter finde værdien ved hjælp af skala og beregne nogle parametre igen i overensstemmelse hermed. B.
Ved at bruge et eksempel til at opfylde kravene i tabel IV, beregnes algoritmen først i tabel v, hvor det samme symbol har samme betydning som defineret i afsnit II. Dernæst 2-
Stadieberegningen er afsluttet.
I det første trin findes tidsværdien repræsenteret af symbolet med den øvre grænse med arbitration cos [[phi]. sub. 1](0,7
for eksempel)
Som vist i tabel 6.
I anden fase beregnes nogle driftsværdier og parametre nøjagtigt som vist i tabel VII for at opfylde kravene.
Som vist i tabel VIII kan nogle yderligere driftsværdier også beregnes. C.
Modeller, der simulerer parametersæt, kan bruges med enhver form for model;
Arranger for eksempel modellens differentialligning i [18]
Bliv normal ,(15)
Opnået i synkron referenceramme
Rotoren, og statorstrømmen og rotormagnetfeltet er de elektriske tilstandsvariable. [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](15)
Derudover en dobbeltfødet motormodel (16)
Den kan også bruges med parametrene fundet af algoritmen;
Imidlertid er driftsværdien af algoritmen nul rotorspænding [v. sub. rd], [v. sub. rq]. Ligning (16)
Modellens differentialligning er opnået i [21]
Normal form. [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](16)D.
Ækvivalent kredsløb og merværdi: parametre kan også konverteres til enfaset
ækvivalent kredsløb (fig. 1)
Som vist i tabel 9.
Alle disse parametre og driftsbetingelser er simuleret (15)
Og beregningen af det ækvivalente kredsløb. IV. PMSM DESIGN A.
Teori med henblik på at udvikle designalgoritmen for den permanentmagnetiske synkronmotor, vil retningen af statormagnetfeltet blive overvejet, hvor komponenterne i statormagnetfeltlinkeren er fra permanentmagnetkilden ([[PHI]. sub. PM])
Juster med d-aksen.
Derudover vil den minimale stator-rms-strøm blive foretrukket for det nødvendige drejningsmoment.
Statorligning]22]
Svarende til induktionsmotoren [[omega]. sub. r]erstattet for [[omega]. sub. g].
Da alle afledte bliver nul i steady state, bliver statorligningen [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](17)hvor [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](18)[L. sub. sd]og [L. sub. sq]are d-og q-
Signifikant-forskellig akse synkron induktans
Betydningen af polmaskinen og lignende symboler svarer til betydningen af induktionsmotoren.
Og så i balance ,[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](19)
Gang med begge sider (3/2)[[i. sub. sd][i. sub. sq]]
Indgangseffekt fra venstre :[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](20)
Det første led til højre er [P. sub. Cu].
Fordi det mekaniske og elektriske drejningsmoment er [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](21)og [[omega]. sub. mec]=[[omega]. sub. r]/[n. sub. pp]
, Summen af de to andre led på højre side (20)
Lige til mekanisk og elektrisk effekt ([P. sub. m]=[T. sub. e][[omega]. sub. mec]= [P. sub. o]+ [P. sub. f]).
For at få den største [T. sub. e]
I et vist omfang er lejen af statoren rmscur [? ? ]Generation [? ? ]
Lige til den afledte [T. sub. e]
Om [i. sub. sd]
Til nul skal vi løse [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](22) for [i. sub. sd]. Brug af [? ? ]
Defineret som forholdet mellem drejningsmoment og total [på grund af permanente magneter]T. sub. e], og [? ? ]i (22), [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](23)[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](24)Siden [[PHI]. sub. PM]
Er en bestemt parameter ,[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](25)[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](26)
Algoritmen til at bestemme parametrene for den permanentmagnetiske synkronmotor i henhold til de ønskede driftsbetingelser er meget enkel for den cylindriske rotortype, fordi [k. sub. TPM]=1 som [L. sub. sd]= [L. sub. sq]. Ligestillede[? ? ]ved at bruge (19)giver [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](27)
Permanent magnet synkronmotor til cylindrisk rotor.
Imidlertid er en ikke-lineær ligning [k. sub. TPM]
Problemet med disse koefficienter er meget kompliceret og bør løses. stang type.
For at bestemme [anbefales det at bruge en loop-algoritme i stedet for at løse dette komplekse problem] k. sub. TPM].
Sløjfealgoritmen kan være Newton-
Rampsons metode, men den afledede er erstattet af den numeriske tilnærmelse af de sidste to iterationer.
Andre parametre kan derefter bestemmes. B.
Ved at bruge et eksempel til at opfylde kravene i tabel X, beregnes algoritmen først i TabelXI, hvor det samme symbol har samme betydning som defineret i de foregående afsnit.
Så hvis rotoren er cylindrisk. e. [k. sub. dq]
= 1, andre parametre og nogle driftsværdier er vist i tabel 12.
For de signifikant-polede motorer ([k. sub. dq][ikke lig]1)
foreslås følgende algoritme med sløjfe: Trin 1: tildel stop e værdi for | [e. sub. v]
| Absolut fejl [V. sub. s1. sup. rms]
Krav, for eksempel [epsilon]= [10. sup. -6]V.
Trin 2: tildel en grænse for | [DELTA][k. sub. TPM]
|, Absolut ændring]k. sub. TPM]
I et trin, for eksempel [DELTA][k. sub. max]= 0. 02.
Trin 3: start følgende operation til enhver tid, f.eks. værdi [k. sub. TPM]= 0,5, [DELTA][k. sub. TPM]= 0, 0001, [e. sub. v]= 0,3V,[e. sub. V. sup. old]= 0.
Trin 4 af 5 V: kant | [e. sub. V]| > [epsilon], Trin 4. a:[? ? ]Trin 4. b: Hvis [? ? ], så [? ? ]Trin 4. c: [k. sub. TPM]= [k. sub. TPM]+ [DELTA][k. sub. TPM],[e. sub. V. sup. gammel]= [e. sub. V]Trin 4. d: Beregn [i. sub. sd]og [i. sub. sd]fra (25) og (26) Trin 4. e: [? ? ]Trin 4. g: Beregn [v. sub. sd]og [v. sub. sq]fra (19)Trin 4. h: [? ? ]
Til sidst genererer algoritmen parametrene og handlingsværdierne i eksemplet i Tabel XIII.
De verificeres nøjagtigt ved at simulere C.
Modeller, der bruges til at simulere parametersæt, kan bruges med enhver form for modellen, for eksempel ,(28)
I den synkrone referenceramme med statorstrøm og rotorhastighed som elektriske tilstandsvariable.
Modellens differentialligning er opnået i [22]
Normal form. [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](28)V. WRSM DESIGN A.
Teori til at bestemme WRSM-parametrene for visse driftsværdier, det samme som designmetoden for permanent magnet synkronmotor, der erstatter [P. sub. Cu] og [[PHI]. sub. PM]med [P. sub. CuSt] og [Mi. sub. f]
Hvor er de 【i. sub. f]
Er rotorens strøm, M er induktansen mellem statoren og rotoren. Ligeledes [P. sub. i]i [I. sub. s1. sup. rms]og[T. sub. e]
Formlen erstattes kun med indgangseffekten af statoren [P. sub. iSt]= [P. sub. i]-[P. sub. CuRot].
Derudover kan to forventninger til en given [v. sub. f], [i. sub. f]og [k. sub. rl]=[P. sub. CuRot]/[P. sub. tab];
Den tredje findes i deres steady-state forhold, v. sub. f]= [R. sub. f][i. sub. f], hvor [v. sub. f] og [R. sub. f]
Det er rotorens spænding og modstand.
Bestem rotorinduktansen [L. sub. f]
, Yderligere krav til måling af strømmen mellem statorfasen og rotorviklingen[[sigma]. sub. f]= 1 -[3[M. sup. 2]/2[L. sub. sd][L. sub. f]]](29)
Denne måling er lidt mere kompleks end den sædvanlige lækageeffektivitet på grund af rotorens bemærkelsesværdige karakter, men er stadig i overensstemmelse med 0 [
Mindre end eller lig [[sigma]. sub. f][
Mindre end eller lig med]1 siden[L. sub. sd]
Er 3/2 gange statorfasen selvfølende, i tilfælde af optimal justering med rotoren, ingen lækage [23]. Derefter, weget [[L. sub. f]= [3[M. sup. 2]/2(1 -[[sigma]. sub. f])[L. sub. sd]]]. (30)B.
Algoritme med eksempel 1)
Krav: uden at miste generaliseringen, skriv ikke de samme trin igen som i design med permanent magnet synkronmotor, og de samme krav vil antages at være lidt anderledes, mens [P. sub. o], [P. sub. iSt]= [P. sub. i]-[P. sub. CuRot], [P. sub. CuRot] og [P. sub. f]
Som før ,[k. sub. rl]= 0.
Vælg 2, hvilket betyder [P. sub. i]= 5250W,[P. sub. tab]= 1250W, [P. sub. CuRot]= 250W, [k. sub. ml]= 0,2 og [eta]=0.
7619 er ideel.
Lad det ekstra behov være [v. sub. f]= 24Vand [[sigma]. sub. f]= 0. 02. 2)
Beregning: Nu er alle de andre værdier i beregningssektionen givet i PMSMsection de samme [[PHI]. sub. PM]som [Mi. sub. f]. Derefter, [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](31)[
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](32)
For det cylindriske rotorhus ([k. sub. dq]= 1), [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](33)og ved (30), [L. sub. f] = 154,5 mH.
For den betydelige-Case af pol]k. sub. dq]= 5/3. [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](34)og af (30), [L. sub. f] = 130,5 mH. C.
Modeller, der bruges til at simulere parametersæt, kan bruges med enhver form for model, for eksempel følgende modeller i den synkrone referenceramme med statorstrøm og rotorhastighed som elektriske tilstandsvariable. [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](35)
Dette er paradigmet for modeldifferentialligningen i [24]
, hvor fluxlink-variablen er [
Ikke-reproducerbare matematiske udtryk](36)og [[psi]. sub. f]
Magnetisk flux af rotorviklingen. VI.
I henhold til motortilstanden modificeres generatoren i generatortilstanden, og motorens indgangseffekt og akseludgangseffekt bliver negativ, hvilket defineres som negativ.
Selvom den negative værdi af akseludgangseffekten med motortilstandsdefinitionen er generatorens akselindgangseffekt, er den relative værdi af inputeffekten til motortilstandsdefinitionen ikke generatorens udgangseffekt, hvis excitationsstrømmen påføres.
Derfor, når den foreslåede algoritme bruges til generatortilstand, lægges den negative værdi af generatorens ønskede udgangseffekt til excitationseffekten og bruges som inputeffekt i algoritmen.
For en bypass-rotorsynkrongenerator er designkravet f.eks. 1300W af den samlede akselindgangseffekt, 1000W af nettomotorens statorudgangseffekt og 100W af excitations(rotoren)indgangseffekten.
Så enhver to-indgangseffekt [P. sub. i]= -
Udgangseffekt: 900WP. sub. o]= -
1300 W, virkningsgrad (1300)/(-900)= 1.
Selvom effektiviteten af generatoren er 444 = 0, bruges 900/1300 som et designkrav i algoritmen. 692 faktisk. For dobbeltmotor
anses rotorens effektindgang også for at være excitationseffekten, hvis den positive magnetiseringseffekt udvindes fra rotorens elektriske terminal, vil magnetiseringseffekten også blive negativ.
Designet af induktionsmotoren i overensstemmelse med kravene til generatortilstand kræver to yderligere foranstaltninger.
I. Startværdi cos [[phi]. sub. 1]
Negative værdier skal tages, for eksempel-0. 7.
For det andet, ikke fra (13)
Negativ slip ,[[tau]. sub. r]
Det må være en negation af det, hvilket betyder [dvs. sub. sd]= -[i. sub. sq] anvendes. VII.
Transformatordesign transformatorparameteralgoritmen baseret på efterspørgslen Tabel XIV er anført i tabel 15 for at imødekomme uddannelsesbehovene.
For eksempel, for at vurdere den studerendes evne til at lave vektoralgebra i én eksamen, kan instruktøren ønske [[alfa]. sub. E[V. sub. 2]]
Vinklen kan ikke ignoreres.
De fleste formler og symboler giver ikke en forklaring, fordi de er gode --kendte.
Deres organisation er algoritme.
Algoritmen, der foreslås i dette papir, kan hjælpe med at designe fremstillingsformålet.
Et eksempel på transformerdesign, forudsat [[mikro]. sub. r]= 900, [h. sup. 2]
/A = 133, magnetisk fluxtæthed B = 1.
De giver dog en ret tæt mening om fysisk design. VIII.
Nem konklusion -
De grundlæggende modelparametre for DC-servomotor, induktionsmotor, PMSM'er, WRSM'er og transformer foreslås ved hjælp af formler og algoritmer.
Designkravene er hovedsageligt driftsforhold.
Andre designkrav som drejningsforhold, tidskonstant, lækagekoefficient osv.
Dette er enkelt for en uerfaren forsker.
Det opnåede sæt af modelparametre opfylder fuldt ud de driftsbetingelser, der kræves for den antagne model.
Disse algoritmer er også anvendelige til behovene for generatortilstande.
Selvom de foreslåede designalgoritmer ikke producerer de fleste af fremstillingsparametrene, vil de også hjælpe med at bestemme dem, fordi de nødvendige driftsværdier også findes.
For at illustrere denne mulighed er transformatoreksemplet blevet udvidet til dette niveau.
Selvom det er vanskeligere for motoren, kan der udledes en hurtig mening om den fysiske størrelse med den foreslåede algoritme. REFERENCER [1]JA Reyer, PY
Papalambros, \'kombinerer optimeret design og kontrol med anvendelsen af DC-motorer\', Journal of Mechanical Design, Vol. 124, s. 183-191, juni 2002. doi:10. 1115/1. 1460904 [2]J. Cros, MT Kakhki, GCR Sincero, CA Martins, P.
Viarouge i køretøjsteknik, \'designmetode for lille børste og børsteløs jævnstrømsmotor \'.
College forlagshold, s. 207-235,2014. [3]C. -G. Lee, H. -S. Choi, \'FEA-
Optimalt design af permanent magnet jævnstrømsmotor baseret på internetdistribueret computing13, 284-291, sep. 2009. [4]W.
Jazdswiski, \'multi-standard optimering af egern
IEE-program B-design af burinduktionsmotor
Strømapplikationer, ruller. 136, s. 299-307, nov. 1989. doi:10. 1049/ip-b. 1989. 0039 [5]MO Gulbahce, DA Kocabas, \'High-
Speed solid rotor induktionsmotor design med forbedret effektivitet og reduceret harmonisk effekt, \'IET Power application, coil12, s. 1126-1133, sep. 2018. doi:10. 1049/iet-epa. 2017. 0675 [6]R. Chaudhary, R. Sanghavi, S.
Mahagaokar, \'Optimering af induktionsmotorer ved hjælp af genetisk algoritme og optimal induktionsmotordesign GUI i MATLAB\', i:. Konkani, R. Bera, S. Paul (red)
Fremskridt inden for systemer, kontrol og automatisering.
Lecture notes on Electrical Engineering, Springer, Singapore, bind 442, side. 127-132, 2018. doi:10. 1007/978-981-10-4762-6_12 [7]M. Cunkas, R.
Akkaya, \'Genetisk algoritme optimerer induktionsmotorer og sammenligner dem med eksisterende motorer\', anvendelse af matematik og beregning, Vol. 11, s. 193-203, dec. 2006. doi:10.
3390/mca1102093 【8]S. Cicale, L. Albini, F. Parasiliti, M.
Design af en direkte retningsbestemt elektrisk permanentmagnet synkronmotor af stål
Drive the elevator \', Int. Conf.
Marseille Electric Machinery Factory, Frankrig, P. 2012. 1256-1263. doi:10. 1109/ICElMach. 7.Mach. 391020.
'Permanent magnet synkronmotor design inklusiv termiske aspekter\' kraft Lefik: Int
\
IEEE, IEEE Energy Conversion Conference og Expo \'design af centraliseret viklings-IPM-synkronmotor til svage applikationer i brede felter \'(ECCE)
Montreal, side 2015. 3865-3871.
\'Design og karakteristisk analyse af ISG ifølge bypass-synkronmotor\', Trans
Korea Institute of Electrical Engineers, s. 1228-1233, sep. 5370/KIEE 2013, H. 61. Q.
Wang, \'Udvikling af Wulong synkronmotor til remtransmission
, \'Magnetisk tidsskrift, bind 118, s. 487-493, dec. 4283/JMAG, 2013, Y. S. -Y.
Jung, \'ISG's design med viklingsrotor synkronmotor og ydelsessammenligning med intern permanentmagnet synkronmotor\', handel af Korea Association of Electrical Engineers, Bind 162, s. 37-42, jan. 5370/KIEE. S. Meier, J.
Soulard \'Emetor--
Et pædagogisk websted
Værktøjer baseret på permanent design
\' i Magnet \
på motoren i Vilamoura, 2008, papir-id 866. SM Castano, R. Yang, M. Kasprzak, B. Bilgin, A. Sathyan, H. Dadkhah, A.
Emadi, \'Design and comparison of internal permanent magnet motor topology for traction applications\', dvs. trans.
Electrified Transportation, bind 13, pp. 2016. 2614972 [16]H. Riba, L.
Romelar, mere
Måloptimering af femfasefejl-
Progress in Electrical and Computer Engineering, Bind II, s. 69-76, 1.02 [17]A.
Sevinc, \'integrated algorithm of minimum controller with output feedback and its promotion\', Journal of Electrical Engineering and Computer Science, Vol. 21, s. 2329-2344, nov. 2013. doi:10.
ny naturlig observatør anvendt på hastighed --
IEEE Trans: \'DC servo- og induktionsmotorer uden sensorer.
Industrial Electronics, bind 151, s. 1025-1032, okt. 2004. doi:10. 1109/TIE. 2004. 834963 [19]CB Jacobina, J. Bio Limva Foori, F. N. AS
IEEE-Ribeiro, \'en enkel indirekte motorstyring uden hastighedsmåling\'IAS Conf.
ROME, Italien, Side 2009-1813 doi:10
motordrivsystem\' i IEEE\'IAS Conf. Rec.
, Pittsburgh, PA, USA, bind 1988. 1, s. 129-136. doi:10. 1109/IAS. 1988. 25052 [21]A. Abid, M. Benhamed, L.
DFIM-sensorfejl-
Modeldiagnosemetode baseret på adaptiv pim-multi-observatør-
Eksperimentel verifikation, \'Int. J.
Modern Nonlinear Theory and Application4, s. 161-178, juni 2015. doi:10. 4236/ijro15.22015.22015yo.
\'Modellering og simulering af synkronmotor med permanent magnet\', M. Sc afhandling, Dept. Electrical Eng
University of Puerto Rico, 2006. [23]AE Fitzgerald, C. Kingsley, Jr.
teknik
[24]G.
\'Modellering af bypass konveks polet synkronmotor og dens konstante effektområdekonverter\' i fririch res EVS\'17, 2000. Institut for elektrisk og elektronisk
Kirikkale universitet i Tyrkiet Ata SEVINC. som @ atasevinc. 71451
Netto numerisk objektidentifikator 10. 4316/AECE. 2019.
